Circuitos de filtro de muesca con detalles de diseño

En este artículo, analizamos detalladamente cómo diseñar filtros de muesca con una frecuencia central precisa y para un impacto máximo.

Dónde se utilizan los filtros de muesca

Los circuitos de filtro de muesca se utilizan normalmente para suprimir, anular o cancelar un rango particular de frecuencias con el fin de evitar una interferencia molesta o no deseada dentro de una configuración de circuito.

Se vuelve especialmente útil en equipos de audio sensibles, como amplificadores, receptores de radio donde se requiere eliminar una sola o un número seleccionado de frecuencias de interferencia no deseadas a través de un medio simple.

Los filtros de muesca activos se utilizaron activamente durante las primeras décadas para aplicaciones de amplificador y audio para eliminar las interferencias de zumbido de 50 y 60 Hz. Estas redes han sido un tanto incómodas desde el punto de vista de la sintonización, el equilibrio y la coherencia de la frecuencia de muesca central (f0).

Con la introducción de los amplificadores modernos de alta velocidad, se hizo imperativo crear filtros de muesca de alta velocidad compatibles que pudieran aplicarse para manejar la filtración de frecuencia de muesca de alta velocidad a una tasa eficiente.

Aquí intentaremos investigar las posibilidades y las complejidades asociadas involucradas con la fabricación de filtros de alta muesca.

Caracteristicas importantes

Antes de profundizar en el tema, resumamos primero las características importantes que pueden ser estrictamente necesarias al diseñar los filtros de muesca de alta velocidad propuestos.

1) La inclinación de la profundidad nula que se indica en la simulación de la figura 1 puede no ser factible en la práctica, los resultados más eficientes que se pueden lograr no pueden estar por encima de 40 o 50 dB.

2) Por lo tanto, debe entenderse que el factor más significativo a mejorar es la frecuencia central y la Q, y el diseñador debe enfocarse en esto en lugar de la profundidad de la muesca. El objetivo principal al hacer un diseño de filtro de muesca debe ser el nivel de rechazo de la frecuencia de interferencia no deseada, esto debe ser óptimo.

3) El problema anterior se puede resolver de manera óptima si se prefieren los mejores valores para los componentes R y C, que se pueden implementar usando correctamente la calculadora RC que se muestra en la Referencia 1, que se puede usar para identificar adecuadamente el R0 y el C0 para una aplicación de diseño de filtro de muesca particular.

Los siguientes datos explorarán y ayudarán a comprender el diseño de algunas topologías de filtros de muesca interesantes:

Filtro de muesca Twin-T

La configuración del filtro Twin-T que se muestra en la figura 3 parece bastante interesante debido a su buen rendimiento y la participación de un solo opamp en el diseño.

Esquemático

Aunque el circuito de filtro de muesca indicado anteriormente es razonablemente eficiente, puede tener ciertas desventajas debido a la extrema simplicidad que tiene, como se indica a continuación:

El diseño hace uso de 6 componentes de precisión para su afinación, un par de ellos para alcanzar proporciones de los demás. Si es necesario evitar esta complicación, el circuito podría requerir la inclusión de 8 componentes de precisión adicionales, como R0 / 2 = 2nos de R0 en paralelo y 2 en C0 = 2 nos de C0 en paralelo.

Una topología Twin-T no funciona fácilmente con fuentes de alimentación individuales y no cumple con amplificadores diferenciales completos.

El rango de valores de resistencia sigue aumentando debido a la RQ<< R0 necessity which in turn may influence on the level of depth of the desired center frequency.

Sin embargo, incluso con las molestias anteriores, si el usuario logra optimizar el diseño con componentes precisos de alta calidad, se puede esperar e implementar una filtración razonablemente efectiva para la aplicación dada.

El filtro Fly Notch

La Figura 4 indica el diseño del filtro Fliege Notch, que identifica algunas ventajas distintas en comparación con la contraparte Twin-T, como se narra a continuación:

1) Incorpora solo un par de componentes de precisión en forma de R y C para lograr una sintonización precisa de la frecuencia central.

2) Un aspecto apreciable de este diseño es que permite ligeras imprecisiones dentro de los componentes y la configuración sin afectar la profundidad del punto de muesca, aunque la frecuencia central podría cambiar un poco en consecuencia.

3) Encontrará un par de resistencias responsables de determinar la frecuencia central discretamente cuyos valores pueden no ser extremadamente críticos

4) La configuración permite el establecimiento de la frecuencia central con un rango razonablemente estrecho sin influir en la profundidad de la muesca a un nivel significativo.

Sin embargo, lo negativo de esta topología es el uso de dos amplificadores operacionales y, sin embargo, no se puede utilizar con amplificadores diferenciales.

Resultados de las simulaciones

Las simulaciones se realizaron inicialmente con las versiones de opamp más adecuadas. Poco después se emplearon versiones reales de opamp, lo que generó resultados comparables a los detectados en el laboratorio.

La Tabla 1 muestra los valores de los componentes que se utilizaron para el esquema de la Figura 4. No parecía tener sentido realizar simulaciones a 10 MHz o más, principalmente porque las pruebas de laboratorio se realizaron esencialmente como una puesta en marcha, y 1 MHz fue la frecuencia principal donde se necesitaba aplicar un filtro de muesca.

Una palabra sobre los condensadores : A pesar del hecho de que la capacitancia es simplemente un 'número' para las simulaciones, los capacitores reales están diseñados con elementos dieléctricos únicos.

Para 10 kHz, el estiramiento del valor de la resistencia obligó al capacitor a un valor de 10 nF. Aunque esto funcionó correctamente en la demostración, requirió un ajuste de un dieléctrico NPO a un dieléctrico X7R en el laboratorio, lo que provocó que el filtro de muesca cayera por completo con su función.

Las especificaciones de los condensadores de 10 nF aplicados estaban muy próximas en valor, como resultado, la disminución en la profundidad de la muesca se debió principalmente a un dieléctrico deficiente. El circuito se vio obligado a volver a los respetos para un Q = 10, y se empleó un 3-MΩ para R0.

Para los circuitos del mundo real, es aconsejable respetar los condensadores NPO. Los valores requeridos en la Tabla 1 se consideraron una buena opción tanto en simulaciones como en desarrollo de laboratorio.

Al principio, las simulaciones se realizaron sin el potenciómetro de 1 kΩ (las dos resistencias fijas de 1 kΩ se asociaron específicamente en sincronización y a la entrada no inversora del amplificador operacional inferior).

Las salidas de demostración se presentan en la Figura 5. Encontrará 9 piezas de resultados en la Figura 5, sin embargo, puede encontrar que las formas de onda por valor de Q se superponen con las de las otras frecuencias.

Cálculo de la frecuencia central

La frecuencia central en cualquier circunstancia está moderadamente por encima de un objetivo de estructura de 10 kHz, 100 kHz o 1 MHz. Esto puede ser lo más cercano que puede adquirir un desarrollador con una resistencia E96 y un condensador E12 aceptados.

Piense en la situación utilizando una muesca de 100 kHz:

f = 1 / 2πR0C0 = 1 / 2π x 1,58k x 1nF = 100,731 kHz

Como se puede ver, el resultado parece un poco fuera de la marca, esto se puede simplificar aún más y acercarse al valor requerido si el capacitor de 1nF se modifica con un capacitor de valor E24 estándar, como se muestra a continuación:

f = 1 / 2π
x 4.42k x 360 pF = 100.022 kHz, se ve mucho mejor

El uso de condensadores de la versión E24 puede producir frecuencias centrales sustancialmente más precisas la mayor parte del tiempo, sin embargo, obtener las cantidades de la serie E24 de alguna manera puede ser un costo elevado (e indebido) en numerosos laboratorios.

Aunque podría ser conveniente evaluar los valores del capacitor E24 en hipótesis, en el mundo real la mayoría de ellos casi nunca se implementan, además de tener tiempos de ejecución extendidos involucrados con ellos. Descubrirá preferencias menos complicadas para comprar valores de condensadores E24.

Una evaluación exhaustiva de la Figura 5 determina que la muesca pierde la frecuencia central en una cantidad modesta. Con valores de Q menores, puede encontrar una cancelación considerable de la frecuencia de muesca especificada.

En caso de que el rechazo no sea satisfactorio, es posible que desee modificar el filtro de muesca.

De nuevo, contemplando el escenario de 100 kHz, observamos que la reacción alrededor de 100 kHz se extiende en la Figura 6.

La colección de formas de onda a la izquierda y a la derecha de la frecuencia central (100,731 kHz) corresponde a las reacciones del filtro, una vez que el potenciómetro de 1 kΩ está posicionado y ajustado en incrementos del 1%.

Cada vez que el potenciómetro se ajusta a la mitad, el filtro de muesca rechaza las frecuencias en la frecuencia central precisa.

El grado de la muesca simulada es de hecho del orden de 95 dB, sin embargo, esto simplemente no se supone que se materialice en la entidad física.

Una realineación del 1% del potenciómetro coloca una muesca que generalmente excede los 40 dB directamente en la frecuencia preferida.

Una vez más, este puede ser el mejor escenario cuando se hace con componentes ideales, sin embargo, los datos de laboratorio muestran más precisión a frecuencias más bajas (10 y 100 kHz).

La Figura 6 determina que necesita lograr una frecuencia mucho más cercana a la frecuencia precisa con R0 y C0 desde el principio. Como el potenciómetro puede rectificar frecuencias en un amplio espectro, la profundidad de la muesca podría degradarse.

En un rango modesto (± 1%), se puede lograr un rechazo de 100: 1 de la frecuencia mala; sin embargo, en un rango aumentado (± 10%), solo es factible un rechazo de 10: 1.

Resultados de laboratorio

Se implementó una placa de evaluación THS4032 para armar el circuito en la Figura 4.

En realidad, es una estructura de propósito general que usa solo 3 puentes junto con trace para finalizar el circuito.

Se aplicaron las cantidades de los componentes de la Tabla 1, comenzando con las que probablemente producirían una frecuencia de 1 MHz.

El motivo era buscar regulaciones de ancho de banda / velocidad de respuesta a 1 MHz y verificar frecuencias más asequibles o más altas según sea necesario.

Resultados a 1 MHz

La Figura 7 significa que puede obtener una serie de reacciones específicas de ancho de banda y / o velocidad de respuesta a 1 MHz. La forma de onda de la reacción con un Q de 100 presenta solo una ondulación en la que puede estar presente la muesca.

En una Q de 10, existe solo una muesca de 10 dB y una muesca de 30 dB en una Q de 1.

Parece que los filtros de muesca no pueden lograr una frecuencia tan alta como probablemente anticiparíamos, sin embargo, el THS4032 es simplemente un dispositivo de 100 MHz.

Es natural anticipar una funcionalidad superior de los componentes con un ancho de banda de ganancia unitaria mejorado. La estabilidad de la ganancia unitaria es fundamental, debido a que la topología de Fliege tiene una ganancia unitaria fija.

Cuando el creador espera aproximar con precisión qué ancho de banda es esencial para una muesca en una frecuencia específica, un lugar correcto para ir es la combinación de ganancia / ancho de banda como se presenta en la hoja de datos, que debería ser cien veces la frecuencia central de la muesca.

Es posible que se espere un ancho de banda suplementario para valores Q aumentados. Puede encontrar un grado de desviación de frecuencia del centro de la muesca a medida que se modifica Q.

Esto es exactamente lo mismo que la transición de frecuencia observada para los filtros de paso de banda.

La transición de frecuencia es menor para los filtros de muesca aplicados para trabajar a 100 kHz y 10 kHz, como se muestra en la Figura 8 y eventualmente en la Figura 10.

Datos a 100 kHz

Las cantidades de piezas de la Tabla 1 se acostumbraron posteriormente para establecer filtros de muesca de 100 kHz con diversas Qs.

Los datos se presentan en la Figura 8. Parece inmediatamente claro que los filtros de muesca que funcionan normalmente se desarrollan con una frecuencia central de 100 kHz, a pesar del hecho de que la profundidad de la muesca resulta ser significativamente menor con valores mayores de Q.

Sin embargo, tenga en cuenta que el objetivo de configuración que se indica aquí es una muesca de 100 kHz, no de 97 kHz.

Los valores de la pieza preferidos fueron los mismos que para la simulación, por lo tanto, la frecuencia central de la muesca debe estar técnicamente en 100,731 kHz; sin embargo, el impacto se explica mediante los componentes incluidos en el diseño del laboratorio.

El valor promedio del surtido de capacitores de 1000 pF fue de 1030 pF, y el del surtido de resistencias de 1.58 kΩ fue de 1.583 kΩ.

Cada vez que se calcula la frecuencia central con estos valores, llega a 97,14 kHz. Las partes específicas, a pesar de esto, difícilmente se pudieron determinar (el tablero era extremadamente sensible).

Siempre que los condensadores sean equivalentes, puede ser fácil aumentarlos mediante algunos valores de resistencia E96 convencionales para lograr resultados más ajustados a 100 kHz.

No hace falta decir que esto probablemente no sea una alternativa en la producción de alto volumen, donde los condensadores del 10% podrían provenir de prácticamente cualquier paquete y probablemente de diversos fabricantes.

La selección de las frecuencias centrales se hará de acuerdo con las tolerancias de R0 y C0, lo cual es una mala noticia en caso de que sea necesario un notch de Q alto.

Hay 3 métodos para hacer frente a esto:

Compre resistencias y condensadores de mayor precisión

minimizar la especificación Q y conformarse con un menor rechazo de la frecuencia no deseada o

afinar el circuito (que se había contemplado posteriormente).

En este momento, el circuito parece estar personalizado para recibir una Q de 10 y un potenciómetro de 1 kΩ integrado para sintonizar la frecuencia central (como se muestra en la Figura 4).

En el diseño del mundo real, el valor del potenciómetro preferido debería ser un poco más que el rango requerido para cubrir el rango completo de frecuencias centrales tanto como sea posible, incluso con el peor de los casos de tolerancias R0 y C0.

Eso no se había logrado en este punto, porque este era un ejemplo en el análisis de potencialidades, y 1 kΩ era la calidad de potenciómetro más competitiva disponible en el laboratorio.

Cuando el circuito se ajustó y sintonizó para una frecuencia central de 100 kHz como se describe en la Figura 9, el nivel de muesca se degradó de 32 dB a 14 dB.

Tenga en cuenta que esta profundidad de la muesca posiblemente podría mejorarse drásticamente proporcionando el f0 preliminar más ajustado al mejor valor adecuado.

El potenciómetro está diseñado para ajustarse exclusivamente en un área modesta de frecuencias centrales.

Sin embargo, un rechazo de 5: 1 de una frecuencia no deseada es digno de crédito y podría muy bien ser adecuado para muchos usos. Sin lugar a dudas, los programas mucho más cruciales pueden requerir piezas de mayor precisión.

Las restricciones de ancho de banda del amplificador operacional, que tiene la capacidad de degradar adicionalmente la magnitud de la muesca sintonizada, también pueden ser responsables de evitar que el grado de la muesca sea lo más pequeño posible. Teniendo esto en cuenta, el circuito se ajustó nuevamente para una frecuencia central de 10 kHz.

Resultados a 10 kHz

La Figura 10 determina que el valle de la muesca para una Q de 10 ha aumentado a 32 dB, que podría ser por lo que puede anticipar a partir de una frecuencia central con un 4% de descuento en la simulación (Figura 6).

¡El amplificador operacional sin duda estaba reduciendo la profundidad de la muesca a una frecuencia central de 100 kHz! Una muesca de 32 dB es una cancelación de 40: 1, que podría ser razonablemente decente.

Por lo tanto, a pesar de las partes que diseñaron un error preliminar del 4%, había sido fácil producir una muesca de 32 dB en la frecuencia central más deseada.

La noticia desagradable es el hecho de que para evadir las limitaciones de ancho de banda de opamp, la frecuencia de muesca más alta posible concebible con un opamp de 100 MHz es de aproximadamente 10 y 100 kHz.

Cuando se trata de filtros de muesca, la 'alta velocidad' se considera genuina en torno a cientos de kilohercios.

Una aplicación práctica excelente para los filtros de muesca de 10 kHz son los receptores AM (onda media), en los que la portadora de las estaciones vecinas genera un chirrido fuerte de 10 kHz en el audio, específicamente durante la noche. Esto ciertamente podría irritar los nervios de uno mientras la sintonía es continua.

La Figura 11 muestra el espectro de audio captado de una estación sin usar y se implementó el uso de la muesca de 10 kHz. Observe que el ruido de 10 kHz es la sección más alta del audio captado (Figura 11a), aunque el oído humano es sustancialmente menos susceptible a él.

Este rango de audio se capturó durante la noche en una estación cercana que recibió un par de estaciones potentes en ambos lados. Las estipulaciones de la FCC permiten cierta variación de los operadores de la estación.

Por esa razón, es probable que los escollos modestos en la frecuencia portadora de las dos estaciones vecinas hagan que los ruidos de 10 kHz sean heterodinos, aumentando la molesta experiencia auditiva.

Siempre que se implementa el filtro de muesca (Figura 11b), el tono de 10 kHz se minimiza al nivel de coincidencia como el de la modulación adyacente. Además, en el espectro de audio se pueden observar portadoras de 20 kHz de estaciones a 2 canales de distancia y un tono de 16 kHz de una estación transatlántica.

Por lo general, estos no son una gran preocupación, ya que la FI del receptor los atenúa considerablemente. Una frecuencia de alrededor de 20 kHz puede ser inaudible para la inmensa mayoría de las personas en cualquier caso.

Referencias: