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los Transistor de efecto de campo o el FET es un dispositivo semiconductor de 3 terminales que se utiliza para conmutar cargas de CC de alta potencia a través de entradas de potencia insignificantes.

El FET viene con algunas características únicas, como una alta impedancia de entrada (en megaohmios) y con una carga casi nula en una fuente de señal o en la etapa anterior adjunta.



El FET exhibe un alto nivel de transconductancia (1000 a 12,000 microohmios, dependiendo de la marca y las especificaciones del fabricante) y la frecuencia de operación máxima es igualmente grande (hasta 500 MHz para bastantes variantes).


Ya he hablado del funcionamiento y la característica de FET en uno de mis articulos anteriores que puede consultar para una revisión detallada del dispositivo.




En este artículo analizaremos algunos circuitos de aplicación interesantes y útiles que utilizan transistores de efecto de campo. Todos estos circuitos de aplicaciones que se presentan a continuación explotan las características de alta impedancia de entrada del FET para crear circuitos y proyectos electrónicos extremadamente precisos, sensibles y de amplio rango.

Preamplificador de audio

Los FET funcionan muy bien para hacer mini amplificadores AF debido a que es pequeño, ofrece una alta impedancia de entrada, requiere solo una pequeña cantidad de energía de CC y ofrece una excelente respuesta de frecuencia.

Los amplificadores AF basados ​​en FET, con circuitos simples, brindan una excelente ganancia de voltaje y podrían construirse lo suficientemente pequeños como para ser acomodados dentro de un mango de micrófono o en una sonda de prueba AF.

Estos a menudo se introducen en diferentes productos entre etapas en las que se requiere un impulso de transmisión y donde los circuitos predominantes no deben cargarse sustancialmente.

La figura anterior muestra el circuito de una etapa, amplificador de un transistor con los muchos beneficios del FET. El diseño es un modo de fuente común que es comparable y un circuito BJT de emisor común .

La impedancia de entrada del amplificador está alrededor del 1M introducido por la resistencia R1. El FET indicado es un dispositivo de bajo costo y fácilmente disponible.

La ganancia de voltaje del amplificador es 10. La amplitud óptima de la señal de entrada justo antes del recorte del pico de la señal de salida es de alrededor de 0,7 voltios rms, y la amplitud del voltaje de salida equivalente es de 7 voltios rms. Al 100% de las especificaciones de funcionamiento, el circuito extrae 0,7 mA a través del suministro de CC de 12 voltios.

Usando un solo FET, el voltaje de la señal de entrada, el voltaje de la señal de salida y la corriente de operación de CC podrían variar hasta cierto punto en los valores proporcionados anteriormente.

A frecuencias entre 100 Hz y 25 kHz, la respuesta del amplificador está dentro de 1 dB de la referencia de 1000 Hz. Todas las resistencias pueden ser de 1/4 vatios. Los condensadores C2 y C4 son paquetes electrolíticos de 35 voltios, y los condensadores C1 y C3 podrían ser casi cualquier dispositivo estándar de bajo voltaje.

Una fuente de batería estándar o cualquier fuente de alimentación de CC adecuada funciona extremadamente, el amplificador FET también puede funcionar con energía solar mediante un par de módulos solares de silicio conectados en serie.

Si se desea, se podría implementar un control de ganancia constantemente ajustable reemplazando un potenciómetro de 1 megaohmio por la resistencia R1. Este circuito funcionaría muy bien como preamplificador o como amplificador principal en muchas aplicaciones que exigen un aumento de señal de 20 dB en todo el rango de música.

La impedancia de entrada aumentada y la impedancia de salida moderada probablemente cumplirán con la mayoría de especificaciones. Para aplicaciones de ruido extremadamente bajo, el FET indicado podría sustituirse por FET estándar de coincidencia.

Circuito amplificador FET de 2 etapas

El siguiente diagrama a continuación muestra el circuito de un amplificador FET de dos etapas que involucra un par de etapas similares acopladas a RC, similar a lo que se discutió en el segmento anterior.

Este circuito FET está diseñado para proporcionar un gran impulso (40 dB) a cualquier señal de AF modesta, y podría aplicarse tanto individualmente como como etapa en equipos que requieran esta capacidad.

La impedancia de entrada del circuito amplificador FET de 2 etapas es de alrededor de 1 megaohmio, determinada por el valor de la resistencia de entrada R1. La ganancia de voltaje total del diseño es 100, aunque este número puede desviarse relativamente hacia arriba o hacia abajo, con FET específicos.

La amplitud más alta de la señal de entrada antes del recorte del pico de la señal de salida es de 70 mV rms, lo que da como resultado una amplitud de la señal de salida de 7 voltios rms.

En el modo de funcionamiento completo, el circuito puede consumir aproximadamente 1,4 mA a través de la fuente de CC de 12 voltios; sin embargo, esta corriente podría cambiar un poco según las características de los FET específicos.

No encontramos ninguna necesidad de incluir un filtro de desacoplamiento entre etapas, ya que este tipo de filtro podría causar una reducción en la corriente de una etapa. La respuesta de frecuencia de la unidad se probó plana dentro de ± 1 dB del nivel de 1 kHz, desde 100 Hz hasta mejor que 20 kHz.

Debido a que la etapa de entrada se extiende 'completamente abierta', podría existir la posibilidad de que se produzca un zumbido, a menos que esta etapa y los terminales de entrada estén debidamente blindados.

En situaciones persistentes, R1 podría reducirse a 0,47 Meg. En situaciones donde el amplificador necesita crear una carga más pequeña de la fuente de señal, R1 podría aumentarse a valores muy grandes de hasta 22 megaohmios, dado que la etapa de entrada está extremadamente bien protegida.

Dicho esto, la resistencia por encima de este valor podría hacer que el valor de resistencia sea el mismo que el valor de resistencia de la unión FET.

Oscilador de cristal sin sintonizar

En el siguiente diagrama se muestra un circuito oscilador de cristal tipo Pierce, que emplea un solo transistor de efecto de campo. Un oscilador de cristal tipo Pierce presenta la ventaja de trabajar sin afinación. Solo necesita conectarse con un cristal y luego alimentarse con una fuente de CC para extraer una salida de RF.

El desafinado Oscilador de cristal se aplica en transmisores, generadores de reloj, testers de cristal, receptores, marcadores, generadores de señales de RF, observadores de señales (estándares de frecuencia secundaria) y varios sistemas relacionados. El circuito FET mostrará una tendencia de inicio rápido para los cristales que son más adecuados para la afinación.

El circuito del oscilador no sintonizado FET consume aproximadamente 2 mA de la fuente de CC de 6 voltios. Con este voltaje de fuente, el voltaje de salida de RF de circuito abierto es de alrededor de 4% voltios rms. Se podrían aplicar voltajes de suministro de CC de hasta 12 voltios, con una salida de RF correspondientemente aumentada.

Para saber si el oscilador está funcionando, apague el interruptor S1 y conecte un voltímetro de RF a través de los terminales de salida de RF. En caso de que no se pueda acceder a un medidor de RF, puede usar cualquier voltímetro de CC de alta resistencia derivado adecuadamente a través de un diodo de germanio de uso general.

Si la aguja del medidor vibra indicará el funcionamiento del circuito y la emisión de RF. Un enfoque diferente podría ser conectar el oscilador con los terminales de antena y tierra de un receptor de CW que podría sintonizarse con la frecuencia del cristal para determinar las oscilaciones de RF.

Para evitar un funcionamiento defectuoso, se recomienda encarecidamente que el oscilador Pierce funcione con el rango de frecuencia especificado del cristal cuando el cristal tiene un corte de frecuencia fundamental.

Si se emplean cristales armónicos, la salida no oscilará a la frecuencia nominal de los cristales, sino a la frecuencia más baja según lo decidan las proporciones del cristal. Para hacer funcionar el cristal a la frecuencia nominal de un cristal armónico, el oscilador debe ser del tipo sintonizado.

Oscilador de cristal afinado

La Figura A a continuación indica el circuito de un oscilador de cristal básico diseñado para funcionar con la mayoría de las variedades de cristales. El circuito se sintoniza usando un destornillador ajustable dentro del inductor L1.

Este oscilador se puede personalizar fácilmente para aplicaciones como comunicaciones, instrumentación y sistemas de control. Incluso podría aplicarse como transmisor de pulgas, para comunicaciones o control de modelos RC.

Tan pronto como el circuito resonante, L1-C1, se sintoniza con la frecuencia del cristal, el oscilador comienza a tirar alrededor de 2 mA de la fuente de CC de 6 voltios. El voltaje de salida de RF de circuito abierto asociado es de alrededor de 4 voltios rms.

El consumo de corriente de drenaje se reducirá con frecuencias de 100 kHz en comparación con otras frecuencias, debido a la resistencia del inductor utilizada para esa frecuencia.

La siguiente Figura (B) ilustra una lista de inductores industriales sintonizados con slug (L1) que funcionan extremadamente bien con este circuito oscilador FET.

Las inductancias se seleccionan para la frecuencia normal de 100 kHz, 5 bandas de radioaficionado y la banda ciudadana de 27 MHz, sin embargo, se cuida un rango de inductancia considerable mediante la manipulación del slug de cada inductor, y un rango de frecuencia más amplio que las bandas sugeridas en la mesa se puede adquirir con cada inductor.

El oscilador se puede sintonizar a la frecuencia de su cristal simplemente girando la barra hacia arriba / abajo del inductor (L1) para obtener la desviación óptima del voltímetro de RF conectado a través de los terminales de salida de RF.

Otro método sería sintonizar el L1 con una CC de 0 a 5 conectada en el punto X: A continuación, ajuste el slug L1 hasta que se observe una caída agresiva en la lectura del medidor.

La función de ajuste de babosas le ofrece una función ajustada con precisión. En aplicaciones en las que es esencial sintonizar el oscilador con frecuencia usando una calibración reiniciable, se debe usar un capacitor ajustable de 100 pF en lugar de C2, y el slug debe usarse solo para fijar la frecuencia máxima del rango de desempeño.

Oscilador de audio de cambio de fase

El oscilador de cambio de fase es en realidad un circuito sintonizado de capacitancia de resistencia fácil que es del agrado de su señal de salida nítida (señal de onda sinusoidal de distorsión mínima).

El transistor de efecto de campo FET es más favorable para este circuito, porque la alta impedancia de entrada de este FET casi no produce carga de la etapa RC que determina la frecuencia.

La figura de arriba muestra el circuito de un oscilador AF de cambio de fase que trabaja con un FET solitario. En este circuito en particular, la frecuencia depende de los 3 pines Circuito de cambio de fase RC (C1-C2-C3-R1-R2-R3) que le da al oscilador su nombre específico.

Para el cambio de fase de 180 ° previsto para la oscilación, los valores de Q1, R y C en la línea de retroalimentación se eligen apropiadamente para generar un cambio de 60 ° en cada pin individual (R1-C1, R2-C2. Y R3-C3) entre el desagüe y la puerta del FET Q1.

Por conveniencia, las capacitancias se seleccionan para que sean de igual valor (C1 = C2 = C3) y las resistencias también se determinan con valores iguales (R1 = R2 = R3).

La frecuencia de la frecuencia de la red (y para el caso la frecuencia de oscilación del diseño) en ese caso será f = 1 / (10,88 RC). donde f está en hercios, R en ohmios y C en faradios.

Con los valores presentados en el diagrama del circuito, la frecuencia como resultado es 1021 Hz (para exactamente 1000 Hz con los capacitores de 0.05 uF, R1, R2. Y R3 individualmente deben ser 1838 ohmios). Mientras juegas con un oscilador de cambio de fase, podría ser mejor ajustar las resistencias en comparación con los condensadores.

Para una capacitancia conocida (C), la resistencia correspondiente (R) para obtener una frecuencia deseada (f) será R = 1 / (10.88 f C), donde R está en ohmios, f en hercios y C en faradios.

Por lo tanto, con los condensadores de 0.05 uF indicados en la figura anterior, la resistencia necesaria para 400 Hz = 1 / (10.88 x 400 X 5 X 10 ^ 8) = 1 / 0.0002176 = 4596 ohmios. El 2N3823 FET ofrece la gran transconductancia (6500 / umho) necesaria para el funcionamiento óptimo del circuito del oscilador de cambio de fase FET.

El circuito extrae alrededor de 0,15 mA a través de la fuente de CC de 18 voltios y la salida de AF de circuito abierto es de alrededor de 6,5 voltios rms. Todas las resistencias utilizadas en el circuito tienen una clasificación de 1/4 vatio al 5%. Los condensadores C5 y C6 podrían ser cualquier dispositivo útil de bajo voltaje.

El condensador electrolítico C4 es en realidad un dispositivo de 25 voltios. Para garantizar una frecuencia estable, los condensadores Cl, C2 y C3 deben ser de la mejor calidad y estar cuidadosamente emparejados con la capacitancia.

Receptor superregenerativo

El siguiente diagrama revela el circuito de una forma de receptor superregenerativo que se apaga automáticamente, construido con un transistor de efecto de campo VHF 2N3823.

Usando 4 bobinas diferentes para L1, el circuito detectará rápidamente y comenzará a recibir las señales de banda de radioaficionado de 2, 6 y 10 metros y posiblemente incluso el punto de 27 MHz. Los detalles de la bobina se indican a continuación:

  • Para recibir una banda de 10 metros, o una banda de 27 MHZ, use una inductancia de L1 = 3.3 uH a 6.5 uH, sobre un molde de cerámica con núcleo de hierro en polvo.
  • Para recibir una banda de 6 metros, use L1 = 0,99 uH a 1,5 uH de inductancia, 0,04 sobre una forma de cerámica y una barra de hierro.
  • Para recibir viento de banda amateur de 2 metros L1 con 4 vueltas No. 14 alambre desnudo enrollado en aire de 1/2 pulgada de diámetro.

El rango de frecuencia habilita el receptor específicamente para comunicaciones estándar, así como para control de modelo de radio. Todos los inductores son paquetes solitarios de 2 terminales.

los 27 MHz y los inductores de 6 y 10 metros son unidades ordinarias sintonizadas con slug que deben instalarse en enchufes de dos clavijas para enchufarlas o reemplazarlas rápidamente (para los receptores de banda única, estos inductores pueden soldarse permanentemente sobre la PCB).

Dicho esto, la bobina de 2 metros debe ser enrollada por el usuario, y también debe estar equipada con una base de enchufe tipo push-in, además de en un receptor de banda única.

Una red de filtros que comprende (RFC1-C5-R3) elimina el componente de RF del circuito de salida del receptor, mientras que un filtro adicional (R4-C6) atenúa la frecuencia de extinción. Un inductor de 2,4 uH apropiado para el filtro de RF.

Como instalar

Para comprobar el circuito superregenerativo al principio:
1- Conecte auriculares de alta impedancia a las ranuras de salida AF.
2- Ajuste el potenciómetro de control de volumen R5 a su nivel de salida más alto.
3- Ajuste la olla de control de regeneración R2 a su límite más bajo.
4- Ajuste el condensador de sintonización C3 a su nivel de capacitancia más alto.
5- Pulsa el interruptor S1.
6- Sigue moviendo el potenciómetro R2 hasta que encuentres un fuerte silbido en un punto específico de la olla, que indica el inicio de la superregeneración. El volumen de este silbido será bastante constante a medida que ajuste el condensador C3, sin embargo, debería mejorar un poco a medida que R2 se mueva hacia el nivel más alto.

7-Siguiente Enganche la antena y las conexiones a tierra. Si encuentra que la conexión de la antena deja de silbar, ajuste el condensador C1 del recortador de antena hasta que vuelva el silbido. Deberá ajustar este recortador con un destornillador aislado, solo una vez para habilitar el rango de todas las bandas de frecuencia.
8- Ahora, sintonice las señales en todas y cada una de las estaciones, observando la actividad AGC del receptor y la respuesta de audio del procesamiento de voz.
9-El dial de sintonización del receptor, montado en C3, podría calibrarse utilizando un generador de señal AM conectado a la antena y los terminales de tierra.
Conecte auriculares de alta impedancia o voltímetro AF a los terminales de salida AF, con cada ajuste del generador, ajuste C3 para obtener un nivel óptimo de pico de audio.

Las frecuencias superiores en las bandas de 10 metros, 6 metros y 27 MHz podrían colocarse en el mismo punto sobre la calibración C3 alterando los tapones roscados dentro de las bobinas asociadas, utilizando el generador de señales fijado en la frecuencia correspondiente y teniendo C3 fijado en el punto requerido cerca de la capacitancia mínima.

Sin embargo, la bobina de 2 metros no tiene un tapón y debe ajustarse apretando o estirando su bobinado para alinearlo con la frecuencia de la banda superior.

El constructor debe tener en cuenta que el receptor superregenerativo es en realidad un radiador agresivo de energía de RF y puede entrar en grave conflicto con otros receptores locales sintonizados en la misma frecuencia.

El trimmer de acoplamiento de antena, C1, ayuda a proporcionar un poco de atenuación de esta radiación de RF y esto también puede resultar en una caída en el voltaje de la batería al valor mínimo que, sin embargo, logrará una sensibilidad y un volumen de audio decentes.

Un amplificador de radiofrecuencia alimentado frente al superregenerador es un medio extremadamente productivo para reducir la emisión de RF.

Voltímetro DC electrónico

La siguiente figura muestra el circuito de un voltímetro de CC electrónico simétrico que presenta una resistencia de entrada (que incluye la resistencia de 1 megaohmio en la sonda blindada) de 11 megaohmios.

La unidad consume aproximadamente 1,3 mA de una batería integrada de 9 voltios, B, por lo que podría dejarse operativa durante largos períodos de tiempo. Este dispositivo se especializa en la medición de 0-1000 voltios en 8 rangos: 0-0,5, 0-1, 0-5, 0-10, 0-50, 0-100,0-500 y O-1000 voltios.

El divisor de voltaje de entrada (conmutación de rango), las resistencias necesarias consisten en resistencias de valor de stock conectadas en serie que deben determinarse con precaución para obtener valores de resistencia lo más cercanos posible a los valores representados.

En caso de que se puedan obtener resistencias tipo instrumento de precisión, la cantidad de resistencias en este hilo podría reducirse en un 50%. Es decir, para R2 y R3, reemplace 5 Meg. para R4 y R5, 4 Meg. para R6 y R7, 500 K para R8 y R9, 400 K para R10 y R11, 50 K para R12 y R13, 40K para R14 y R15, 5 K y para R16 y R17,5 K.

Esta bien equilibrada Circuito voltímetro DC presenta casi ninguna deriva cero. Cualquier tipo de deriva en FET Q1 se contrarresta automáticamente con una deriva de equilibrio en Q2. Las conexiones internas de drenaje a fuente de los FET, junto con las resistencias R20, R21 y R22, crean un puente de resistencia.

El microamperímetro de pantalla M1 funciona como el detector dentro de esta red puente. Cuando se aplica una entrada de señal cero al circuito del voltímetro electrónico, el medidor M1 se define a cero ajustando el equilibrio de este puente usando el potenciómetro R21.

Si en lo sucesivo se proporciona un voltaje de CC a los terminales de entrada, se produce un desequilibrio en el puente, debido a la alteración de la resistencia interna de drenaje a fuente de los FET, lo que da como resultado una cantidad proporcional de deflexión en la lectura del medidor.

los Filtro RC creado por R18 y C1 ayuda a eliminar el zumbido de CA y el ruido detectado por la sonda y los circuitos de conmutación de voltaje.

Consejos preliminares de calibración

Aplicar voltaje cero en los terminales de entrada:
1 Encienda S2 y ajuste el potenciómetro R21 hasta que el medidor M1 indique cero en la escala. Puede configurar el interruptor de rango S1 en cualquier lugar en este paso inicial.

2- Coloque el interruptor de rango en su ubicación de 1 V.
3- Conecte un suministro de CC de 1 voltio medido con precisión a través de los terminales de entrada.
4- Ajuste la resistencia de control de calibración R19 para obtener una desviación precisa a escala completa en el medidor M1.
5- Quite brevemente la tensión de entrada y compruebe si el medidor aún permanece en el punto cero. Si no lo ve, reinicie R21.
6- Cambie entre los pasos 3, 4 y 5 hasta que vea una desviación de escala completa en el medidor en respuesta a un suministro de entrada de 1 V, y la aguja regresa a la marca cero tan pronto como se quita la entrada de 1 V.

El reóstato R19 no requerirá una configuración repetida una vez que se implementen los procedimientos anteriores, a menos que, por supuesto, su configuración se desplace de alguna manera.

El R21, que está destinado a la puesta a cero, puede exigir un restablecimiento poco frecuente. En caso de que las resistencias de rango R2 a R17 sean resistencias de precisión, esta calibración de rango único será suficiente para que los rangos restantes entren automáticamente en el rango de calibración.

Se podría dibujar un dial de voltaje exclusivo para el medidor, o se podría marcar la escala de 0 a 100 uA ya presente en voltios imaginando el multiplicador apropiado en todos excepto en el rango de 0 a 100 voltios.

Voltímetro de alta impedancia

Se podría construir un voltímetro con una impedancia increíblemente alta a través de un amplificador de transistor de efecto de campo. La figura siguiente muestra un circuito simple para esta función, que se puede personalizar rápidamente en un dispositivo mejorado.

En ausencia de una entrada de voltaje, R1 conserva la puerta FET a potencial negativo y VR1 se define para garantizar que la corriente de suministro a través del medidor M sea mínima. Tan pronto como la puerta FET recibe un voltaje positivo, el medidor M indica la corriente de suministro.

La resistencia R5 solo se coloca como una resistencia limitadora de corriente, para proteger el medidor.

Si se usa 1 megaohmio para R1 y resistencias de 10 megaohmios para R2, R3 y R4 permitirán que el medidor mida rangos de voltaje entre aproximadamente 0.5v y 15v.

El potenciómetro VR1 puede ser normalmente de 5k

La carga impuesta por el medidor en un circuito de 15v será de alta impedancia, más de 30 megaohmios.

El interruptor S1 se utiliza para seleccionar varios rangos de medición. Si se emplea un metro de 100 uA, entonces R5 podría ser 100 k.

Es posible que el medidor no proporcione una escala lineal, aunque se puede crear fácilmente una calibración específica a través de un potenciómetro y un voltímetro, lo que permite que el dispositivo mida todos los voltajes deseados a través de los cables de prueba.

Medidor de capacitancia de lectura directa

Medir los valores de capacitancia de forma rápida y eficaz es la característica principal del circuito que se presenta en el diagrama de circuito a continuación.

Este medidor de capacitancia implementa estos 4 rangos separados 0 a 0.1 uF 0 a 200 uF, 0 a 1000 uF, 0 a 0.01 uF y 0 a 0.1 uF. El procedimiento de trabajo del circuito es bastante lineal, lo que permite una fácil calibración de la escala 0-50 DC microamperímetro M1 en picofaradios y microfaradios.

Una capacitancia desconocida conectada a las ranuras X-X posteriormente podría medirse directamente a través del medidor, sin necesidad de ningún tipo de cálculos o manipulaciones de equilibrio.

El circuito requiere alrededor de 0,2 mA a través de una batería incorporada de 18 voltios, B. En este circuito de medidor de capacitancia en particular, los dos FET (Q1 y Q2) funcionan en un modo multivibrador acoplado por drenaje estándar.

La salida del multivibrador, obtenida del drenaje Q2, es una onda cuadrada de amplitud constante con una frecuencia decidida principalmente por los valores de los condensadores C1 a C8 y las resistencias R2 a R7.

Las capacitancias en cada uno de los rangos se seleccionan de manera idéntica, mientras que lo mismo se hace también para la selección de resistencias.

Un 6 polos. 4 posiciones. El interruptor giratorio (S1-S2-S3-S4-S5-S6) selecciona los condensadores y resistencias multivibrador apropiados junto con la combinación de resistencia del circuito del medidor necesaria para entregar la frecuencia de prueba para un rango de capacitancia seleccionado.

La onda cuadrada se aplica al circuito del medidor a través del condensador desconocido (conectado a través de los terminales X-X). No tiene que preocuparse por ningún ajuste del medidor cero, ya que se puede esperar que la aguja del medidor descanse en el cero siempre que no se conecte un condensador desconocido en las ranuras X-X.

Para una frecuencia de onda cuadrada seleccionada, la desviación de la aguja del medidor genera una lectura directamente proporcional al valor de la capacitancia desconocida C, junto con una respuesta agradable y lineal.

Por lo tanto, si en la calibración preliminar del circuito se implementa usando un capacitor de 1000 pF identificado con precisión conectado a los terminales XX, y el interruptor de rango posicionado en la posición B, y el potenciómetro de calibración R11 ajustado para lograr una deflexión exacta a escala completa en el medidor M1 , entonces el medidor medirá sin ninguna duda el valor de 1000 pF en su deflexión de escala completa.

Dado que la propuesta circuito medidor de capacitancia proporcionar una respuesta lineal a su, se puede esperar que el 500 pF lea aproximadamente a la mitad de la escala del cuadrante del medidor, 100 pF a escala 1/10, y así sucesivamente.

Para las 4 gamas del medición de capacitancia , la frecuencia del multivibrador se puede cambiar a los siguientes valores: 50 kHz (0—200 pF), 5 kHz (0-1000 pF), 1000 Hz (0—0.01 uF) y 100 Hz (0-0.1 uF).

Por esta razón, los segmentos de interruptor S2 y S3 intercambian los condensadores multivibradores con conjuntos equivalentes al unísono con las secciones de interruptor S4 y S5 que conmutan las resistencias multivibrador a través de pares equivalentes.

Los capacitores que determinan la frecuencia deben estar emparejados por capacitancia en pares: C1 = C5. C2 = C6. C3 = C7 y C4 = C8. De manera similar, las resistencias que determinan la frecuencia deben igualar la resistencia en pares: R2 = R5. R3 = R6 y R4 = R7.

Las resistencias de carga R1 y R8 en el drenaje FET también deben coincidir adecuadamente. Las macetas R9. Los R11, R13 y R15 que se utilizan para la calibración deben ser de tipo bobinado y, debido a que se ajustan solo con el propósito de calibración, podrían instalarse dentro de la caja del circuito y suministrarse con ejes ranurados para permitir el ajuste mediante un destornillador.

Todas las resistencias fijas (R1 a R8. R10, R12. R14) deben tener una potencia nominal de 1 vatio.

Calibración inicial

Para comenzar el proceso de calibración, necesitará cuatro capacitores de muy baja fuga perfectamente conocidos, con los valores: 0.1 uF, 0.01 uF, 1000 pF y 200 pF,
1-Manteniendo el interruptor de rango en la posición D, inserte el capacitor de 0.1 uF en los terminales X-X.
2-Encienda S1.

Se puede dibujar una tarjeta de medidor distintiva, o se pueden escribir números en el dial de fondo del microamperímetro existente para indicar rangos de capacitancia de 0-200 pF, 0-1000 pF, 0-0.01 uF y 0-0 1 uF.

A medida que se use más el medidor de capacitancia, es posible que sienta que es necesario conectar un capacitor desconocido a los terminales X-X, encienda S1 para probar la lectura de capacitancia en el medidor. Para mayor precisión, se recomienda incorporar el rango que permitirá la deflexión alrededor de la sección superior de la escala del medidor.

Medidor de intensidad de campo

El circuito FET a continuación está diseñado para detectar la fuerza de todas las frecuencias dentro de 250 MHz o puede ser incluso mayor a veces.

Una pequeña varilla de metal, varilla, antena telescópica detecta y recibe la energía de radiofrecuencia. El D1 rectifica las señales y suministra un voltaje positivo a la puerta FET, sobre R1. Este FET funciona como un amplificador de CC. El potenciómetro 'Establecer cero' podría tener cualquier valor entre 1k y 10k.

Cuando no hay una señal de entrada de RF, ajusta el potencial de la puerta / fuente de manera que el medidor muestre simplemente una pequeña corriente, que aumenta proporcionalmente según el nivel de la señal de RF de entrada.

Para obtener una mayor sensibilidad, se podría instalar un medidor de 100uA. De lo contrario, un medidor de baja sensibilidad como 25uA, 500uA o 1mA también podría funcionar bastante bien y proporcionar las medidas de intensidad de RF necesarias.

Si el medidor de campo se requiere para probar solo VHF, será necesario incorporar un estrangulador VHF, pero para una aplicación normal alrededor de frecuencias más bajas, un estrangulador de onda corta es esencial. Una inductancia de aproximadamente 2,5 mH es suficiente para frecuencias de hasta 1,8 MHz y más altas.

El circuito del medidor de intensidad de campo FET podría construirse dentro de una caja metálica compacta, con la antena extendida fuera del gabinete, verticalmente.

Mientras está en funcionamiento, el dispositivo permite sintonizar el amplificador final del transmisor y los circuitos de antena, o la realineación de la polarización, el impulso y otras variables, para confirmar la salida radiada óptima.

El resultado de los ajustes se puede observar a través de la desviación hacia arriba o el hundimiento de la aguja del medidor o la lectura en el medidor de campo.

Detector de humedad

El circuito FET sensible que se muestra a continuación reconocerá la existencia de humedad atmosférica. Siempre que la almohadilla sensora esté libre de humedad, su resistencia será excesiva.

Por otro lado la presencia de humedad en la almohadilla disminuirá su resistencia, por lo que TR1 permitirá la conducción de corriente por medio de P2, provocando que la base de TR2 se vuelva positiva. Esta acción activará el relé.

VR1 permite realinear el nivel donde TR1 se enciende y, por lo tanto, decide la sensibilidad del circuito. Esto podría arreglarse a un nivel extremadamente alto.

El potenciómetro VR2 permite ajustar la corriente del colector para garantizar que la corriente a través de la bobina del relé sea muy pequeña durante los períodos en los que la almohadilla de detección está seca.

TR1 puede ser el 2N3819 o cualquier otro FET común, y TR2 puede ser un BC108 o algún otro transistor NPN ordinario de alta ganancia. La almohadilla de detección se produce rápidamente a partir de una PCB de circuito perforado de matriz de 0,1 pulg. O 0,15 pulg. Con una lámina conductora a través de las filas de orificios.

Una placa que mida 1 x 3 pulgadas es adecuada si el circuito se usa como detector de nivel de agua, sin embargo, se recomienda una placa de tamaño más sustancial (tal vez 3 x 4 pulgadas) para habilitar FET detección de humedad , especialmente durante la temporada de lluvias.

La unidad de advertencia puede ser cualquier dispositivo deseado, como una luz indicadora, timbre, zumbador u oscilador de sonido, y estos pueden integrarse dentro del gabinete o colocarse externamente y conectarse a través de un cable de extensión.

Regulador de voltaje

El regulador de voltaje FET simple que se explica a continuación ofrece una eficiencia razonablemente buena utilizando un número mínimo de piezas. El circuito fundamental se muestra a continuación (arriba).

Cualquier tipo de variación en el voltaje de salida inducida a través de una alteración en la resistencia de carga cambia el voltaje puerta-fuente de la f.e.t. vía R1 y R2. Esto conduce a un cambio contrario en la corriente de drenaje. La relación de estabilización es fantástica ( 1000) sin embargo, la resistencia de salida es bastante alta R0> 1 / (YFs> 500Ω) y la corriente de salida es realmente mínima.

Para vencer estas anomalías, el fondo mejorado circuito regulador de voltaje se puede utilizar. La resistencia de salida se reduce enormemente sin comprometer la relación de estabilización.

La corriente de salida máxima está restringida por la disipación permitida del último transistor.

La resistencia R3 se selecciona para crear una corriente de reposo de un par de mA en TR3. Una buena configuración de prueba aplicando los valores indicados, provocó una alteración de menos de 0,1 V incluso cuando la corriente de carga se varió de 0 a 60 mA a una salida de 5 V. No se examinó el impacto de la temperatura en el voltaje de salida, sin embargo, posiblemente podría mantenerse bajo control mediante la selección adecuada de la corriente de drenaje de la f.e.t.

Audio Mixer

Puede que a veces le interese la aparición o desaparición gradual o mezclar un par de señales de audio a niveles personalizados. El circuito que se presenta a continuación se puede utilizar para lograr este propósito. Una entrada particular está asociada al conector 1 y la segunda al conector 2. Cada una de las entradas está diseñada para aceptar impedancias altas u otras, y posee un control de volumen independiente VR1 y VR2.

Las resistencias R1 y R2 ofrecen aislamiento de las ollas VR1 y VR2 para garantizar que un ajuste más bajo de una de las ollas no conecte a tierra la señal de entrada para la otra olla. Esta configuración es apropiada para todas las aplicaciones estándar, que utilizan micrófonos, captadores, sintonizadores, teléfonos móviles, etc.

El FET 2N3819 y otros FET de audio y de uso general funcionarán sin problemas. La salida debe ser un conector blindado, a través de C4.

Control de tono simple

Los controles de tono de música variable permiten la personalización del audio y la música según las preferencias personales, o permiten cierta magnitud de compensación para aumentar la respuesta de frecuencia general de una señal de audio.

Estos son invaluables para equipos estándar que a menudo se combinan con unidades de entrada magnéticas o de cristal, o para radio y amplificador, etc., y que carecen de circuitos de entrada destinados a dicha especialización musical.

En la Figura siguiente se muestran tres circuitos de control de tono pasivo diferentes.

Estos diseños se pueden hacer para que funcionen con una etapa de preamplificador común como se muestra en A. Con estos módulos de control de tono pasivo puede haber una pérdida general de audio que cause una reducción en el nivel de la señal de salida.

En caso de que el amplificador en A incluya suficiente ganancia, aún podría lograrse un volumen satisfactorio. Esto depende del amplificador, así como de otras condiciones, y cuando se supone que un preamplificador puede restablecer el volumen. En la etapa A, VR1 funciona como el control de tono, las frecuencias más altas se minimizan en respuesta al desplazamiento de su limpiaparabrisas hacia C1.

VR2 está cableado para formar un control de volumen o ganancia. R3 y C3 ofrecen polarización y derivación de la fuente, y R2 funciona como drenaje de carga de audio, mientras que la salida se adquiere de C4. R1 con C2 se utilizan para desacoplar la línea de alimentación positiva.

Los circuitos se pueden alimentar con una fuente de 12 V CC. R1 podría modificarse si es necesario para voltajes mayores. En este y otros circuitos relacionados, encontrará una latitud sustancial en la selección de magnitudes para posiciones como C1.

En el circuito B, VR1 funciona como un control de corte superior y VR2 como control de volumen. C2 está acoplado a la puerta en G, y una resistencia de 2.2 M ofrece la ruta de CC a través de la puerta a la línea negativa, las partes restantes son R1, R2, P3, C2, C3 y C4 como en A.

Los valores típicos de B son:

  • C1 = 10nF
  • VR1 = 500k lineal
  • C2 = 0.47uF
  • VR2 = registro de 500k

Otro control de corte superior se revela en C. Aquí, R1 y R2 son idénticos a R1 y R2 de A.

C2 de A se incorpora como en A. Ocasionalmente, este tipo de control de tono podría incluirse en una etapa preexistente sin prácticamente ningún obstáculo para la placa de circuito. C1 en C puede ser 47nF y VR1 25k.

Se podrían probar magnitudes mayores para VR1, sin embargo, eso podría resultar en que una gran parte del rango audible de VR1 consuma solo una pequeña parte de su rotación. C1 podría hacerse más alto para proporcionar un corte superior mejorado. Los resultados obtenidos con diferentes valores de piezas se ven afectados por la impedancia del circuito.

Single Diode FET Radio

El siguiente circuito FET a continuación muestra un simple receptor de radio de diodo amplificado usando un solo FET y algunas partes pasivas. VC1 podría ser un tamaño típico de 500 pF o un condensador de sintonización GANG idéntico o un recortador pequeño en caso de que todas las proporciones necesiten ser compactas.

La bobina de la antena de sintonización se construye usando cincuenta vueltas de cable de 26 swg a 34 swg, sobre una varilla de ferrita. o podría recuperarse de cualquier receptor de onda media existente. El número de bobinados permitirá la recepción de todas las bandas de MW cercanas.

Receptor de radio MW TRF

El próximo TRF relativamente completo Circuito de radio MW se puede construir usando solo un cupé de FET. Está diseñado para proporcionar una recepción de auriculares decente. Para un alcance más largo, se podría conectar un cable de antena más largo con la radio, o de lo contrario se podría utilizar con menor sensibilidad dependiendo de la bobina de la varilla de ferrita solo para la captación de la señal MW cercana. TR1 funciona como el detector, y la regeneración se logra tocando la bobina de sintonización.

La aplicación de la regeneración mejora significativamente la selectividad, así como la sensibilidad a las transmisiones más débiles. El potenciómetro VR1 permite la realineación manual del potencial de drenaje de TR1 y, por lo tanto, funciona como un control de regeneración. La salida de audio de TR1 está conectada con TR2 por C5.

Este FET es un amplificador de audio que controla los auriculares. Un auricular completo es más adecuado para una sintonización casual, aunque los teléfonos con una resistencia de aproximadamente 500 ohmios de CC, o alrededor de 2k de impedancia, brindarán excelentes resultados para esta radio FET MW. En caso de que se desee un mini auricular para escuchar, este puede ser un dispositivo magnético de impedancia moderada o alta.

Cómo hacer la bobina de la antena

La bobina de la antena de sintonización se construye con cincuenta vueltas de cable de 26swg súper esmaltado, sobre una varilla de ferrita estándar que tiene una longitud de alrededor de 5 pulgadas x 3/8 pulgadas. En caso de que las vueltas se envuelvan sobre un tubo de cartón delgado que facilite el deslizamiento de la bobina sobre la varilla, podría permitir un ajuste óptimo de la cobertura de la banda.

El bobinado comenzará en A, el golpeteo de la antena se puede extraer en el punto B, que está alrededor de las veinticinco vueltas.

El punto D es el terminal del extremo conectado a tierra de la bobina. La ubicación más eficaz de la derivación C dependerá bastante del FET seleccionado, el voltaje de la batería y si el receptor de radio se combinará con un cable de antena externo sin antena.

Si la derivación C está demasiado cerca del extremo D, la regeneración dejará de iniciarse o será extremadamente deficiente, incluso con VR1 girado para un voltaje óptimo. Sin embargo, tener muchas vueltas entre C y D conducirá a la oscilación, incluso con VR1 un poco girado, lo que hará que las señales se debiliten.




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