Cómo diseñar un convertidor Flyback - Tutorial completo

Una configuración de retorno es la topología preferida en los diseños de aplicaciones SMPS principalmente porque garantiza un aislamiento completo de la CC de salida de la CA de la red de entrada. Otras características incluyen un bajo costo de fabricación, un diseño más simple y una implementación sin complicaciones. La versión DCM de baja corriente de los convertidores flyback que incluyen una especificación de salida inferior a 50 vatios se usa más ampliamente que las contrapartes más grandes de alta corriente.

Aprendamos los detalles con una explicación completa a través de los siguientes párrafos:

Guía de diseño completa para convertidor de retorno DCM de frecuencia fija fuera de línea

Modos de funcionamiento Flyback: DCM y CCM

A continuación, vemos el diseño esquemático fundamental de un convertidor flyback. Las secciones principales en este diseño son el transformador, el mosfet Q1 de potencia de conmutación en el lado primario, el puente rectificador en el lado secundario D1, un condensador de filtro para suavizar la salida de D1 y una etapa de controlador PWM que puede ser un circuito controlado por IC.

Este tipo de diseño de retorno podría tener un CCM (modo de conducción continua) o DCM (modo de conducción discontinua) de operación en función de cómo esté configurado el MOSFET T1 de potencia.

Básicamente, en el modo DCM tenemos toda la energía eléctrica almacenada en el primario del transformador transferida a través del lado secundario cada vez que el MOSFET se apaga durante sus ciclos de conmutación (también llamado período de retorno), lo que hace que la corriente del lado primario alcance un potencial cero. antes de que T1 pueda volver a encenderse en su siguiente ciclo de conmutación.

En el modo CCM, la energía eléctrica almacenada en el primario no tiene la oportunidad de transferirse o inducirse completamente a través del secundario.

Esto se debe a que cada uno de los pulsos de conmutación subsiguientes del controlador PWM enciende T1 antes de que el transformador haya transferido toda su energía almacenada a la carga. Esto implica que nunca se permite que la corriente de retorno (ILPK e ISEC) alcance el potencial cero durante cada uno de los ciclos de conmutación.

Podemos presenciar la diferencia entre los dos modos de operación en el siguiente diagrama a través de los patrones de forma de onda de corriente en la sección primaria y secundaria del transformador.

Ambos modos DCM y CCM tienen sus ventajas específicas, que se pueden aprender de la siguiente tabla:

En comparación con CCM, el circuito de modo DCM exige mayores niveles de corriente máxima para garantizar una potencia óptima en el lado secundario del transformador. Esto, a su vez, exige que el lado primario tenga una corriente RMS más alta, lo que significa que el MOSFET debe clasificarse en el rango más alto especificado.

En los casos en los que se requiere que el diseño se construya con un rango limitado de corriente de entrada y componentes, generalmente se selecciona un modo CCM, lo que permite que el diseño emplee un condensador de filtro relativamente más pequeño y una menor pérdida de conducción en el MOSFET y el transformador).

CCM se vuelve favorable para condiciones donde el voltaje de entrada es más bajo, mientras que la corriente es más alta (más de 6 amperios), diseños que pueden estar clasificados para funcionar con más de 50 vatios de potencia , a excepción de las salidas a 5 V en las que la especificación de potencia podría ser inferior a 50 vatios.

La imagen de arriba indica la respuesta actual en el lado primario de los modos de retorno y la relación correspondiente entre sus formas de onda triangular y trapezoidal.

IA en la forma de onda triangular indica el punto de inicialización mínimo que puede verse como cero, al comienzo del período de encendido del MOSFET, y también un nivel pico de corriente más alto persistente en el devanado primario del transformador en ese momento hasta que el MOSFET se encienda nuevamente, durante el modo de operación CCM.

IB puede percibirse como el punto final de la magnitud actual mientras que el mosfet el interruptor está en ON (intervalo de toneladas).

El valor de corriente normalizado IRMS puede verse como la función del factor K (IA / IB) sobre el eje Y.

Esto se puede utilizar como multiplicador siempre que sea necesario calcular las pérdidas resistivas para un número variado de formas de onda con referencia a una forma de onda trapezoidal que tiene una forma de onda superior plana.

Esto también demuestra las pérdidas de conducción de CC extra inevitables del devanado del transformador y los transistores o diodos como una función de forma de onda de corriente. Utilizando estos avisos, el diseñador podrá evitar pérdidas de conducción de hasta un 10 a un 15% con un diseño de convertidor tan bien calculado.

Tener en cuenta los criterios anteriores puede volverse significativamente crucial para aplicaciones diseñadas para manejar altas corrientes RMS y que exigen una eficiencia óptima como características clave.

Puede ser posible eliminar las pérdidas adicionales de cobre, aunque eso puede exigir una formidable tamaño del núcleo para acomodar el área esencial de la ventana de bobinado más grande, en contraste con situaciones donde solo las especificaciones básicas se vuelven cruciales.

Como hemos entendido hasta ahora, un modo de operación DCM permite el uso de un transformador de menor tamaño, posee una mayor respuesta transitoria y trabaja con mínimas pérdidas de conmutación.

Por lo tanto, este modo se vuelve altamente recomendado para circuitos de retorno especificados para voltajes de salida más altos con requisitos de amperios relativamente más bajos.

Si bien es posible diseñar un convertidor flyback para que funcione con los modos DCM y CCM, una cosa debe recordarse que durante la transición del modo DCM al CCM, esta función de cambio se transforma en una operación de 2 polos, dando lugar a una baja impedancia para el convertidor.

Esta situación hace que sea esencial incorporar estrategias de diseño adicionales, incluyendo varios bucles (retroalimentación) y compensación de pendiente con respecto al sistema de bucle de corriente interno. Prácticamente, esto implica que tenemos que asegurarnos de que el convertidor esté diseñado principalmente para un modo CCM, pero que pueda funcionar con el modo DCM cuando se utilizan cargas más ligeras en la salida.

Puede ser interesante saber que al usar modelos de transformadores avanzados, puede ser posible mejorar un convertidor CCM a través de una regulación de carga más limpia y liviana, así como una alta regulación cruzada en un amplio rango de carga a través de un transformador de separación escalonada.

En tales casos, se aplica un pequeño espacio entre el núcleo insertando un elemento externo, como una cinta o papel aislante, para inducir una alta inductancia inicialmente y también permitir el funcionamiento del CCM con cargas más ligeras. Discutiremos esto detalladamente en otra ocasión en mis artículos posteriores.

Al tener características de modo DCM tan versátiles, no es de extrañar que se convierta en la opción popular siempre que se requiera diseñar un SMPS sin complicaciones, eficiente y de bajo consumo.

A continuación, aprenderemos las instrucciones paso a paso sobre cómo diseñar un convertidor flyback en modo DCM.

Ecuaciones de diseño de retroceso de DCM y requisitos de decisión secuencial

Paso 1:
Evalúe y calcule sus requisitos de diseño. Todos Diseño SMPS debe comenzar por evaluar y determinar las especificaciones del sistema. Deberá definir y asignar los siguientes parámetros:

Sabemos que el parámetro de eficiencia es el crucial que debe decidirse primero, la forma más fácil de hacerlo es establecer un objetivo de alrededor del 75% al ​​80%, incluso si su diseño es un diseño de bajo costo. La frecuencia de conmutación indicada como

Por lo general, el Fsw debe verse comprometido mientras se obtiene lo mejor del tamaño del transformador y las pérdidas ocasionadas por la conmutación y la EMI. Lo que implica que uno puede tener que decidir sobre una frecuencia de conmutación al menos por debajo de 150 kHz. Normalmente, esto se puede seleccionar entre un rango de 50 kHz y 100 kHz.

Además, en caso de que se requiera incluir más de una salida para el diseño, el valor de potencia máxima Pout deberá ajustarse como el valor combinado de las dos salidas.

Puede resultarle interesante saber que hasta hace poco tiempo los diseños SMPS convencionales más populares solían tener el mosfet y el Controlador de conmutación PWM como dos etapas aisladas diferentes, integradas juntas sobre un diseño de PCB, pero hoy en día en las unidades SMPS modernas, estas dos etapas se pueden encontrar incrustadas dentro de un paquete y fabricadas como circuitos integrados individuales.

Principalmente, los parámetros que se consideran típicamente al diseñar un convertidor SMPS flyback son 1) La aplicación o las especificaciones de carga, 2) Costo 3) Energía de reserva y 4) Funciones de protección adicionales.

Cuando se utilizan circuitos integrados integrados, generalmente las cosas se vuelven mucho más fáciles, ya que solo se requiere el cálculo del transformador y algunos componentes pasivos externos para diseñar un convertidor de retorno óptimo.

Entremos en detalles sobre los cálculos involucrados para diseñar un SMPS flaback.

Cálculo del condensador de entrada Cin y el rango de voltaje de CC de entrada

Dependiendo del voltaje de entrada y las especificaciones de energía, la regla estándar para seleccionar Cin, que también se conoce como un condensador de enlace de CC, se puede aprender de las siguientes explicaciones:

Con el fin de garantizar una amplia gama de funcionamiento, se puede elegir un valor de 2uF por vatio o superior para un condensador de enlace de CC, lo que le permitirá tener un buen rango de calidad para este componente.

A continuación, puede ser necesario determinar el voltaje de entrada de CC mínimo que se puede obtener resolviendo:

Donde la descarga se convierte en la relación de trabajo del condensador del enlace de CC, que puede ser aproximadamente de 0,2

En la figura anterior podemos visualizar la tensión del condensador del enlace de CC. Como se muestra, la tensión de entrada surge durante la potencia de salida máxima y la tensión de CA de entrada mínima, mientras que la tensión de entrada de CC máxima surge durante la potencia de entrada mínima (ausencia de carga) y durante la tensión de CA de entrada máxima.

En condiciones sin carga, podemos ver un voltaje de entrada de CC máximo, durante el cual el capacitor se carga al nivel máximo del voltaje de entrada de CA, y estos valores se pueden expresar con la siguiente ecuación:

Paso 3:

Evaluación de la tensión VR inducida por Flyback y la tensión máxima de tensión en el MOSFET VDS. El voltaje VR inducido por Flyback podría entenderse como el voltaje inducido a través del lado primario del transformador cuando el mosfet Q1 está en condición de apagado.

La función anterior, a su vez, afecta la clasificación máxima de VDS del mosfet, que puede confirmarse e identificarse resolviendo la siguiente ecuación:

Donde, Vspike es el pico de voltaje generado debido a la inductancia de fuga del transformador.

Para empezar, se puede tomar un pico de V del 30% de VDSmax.

La siguiente lista nos dice cuánto voltaje reflejado o voltaje inducido se puede recomendar para un MOSFET clasificado de 650V a 800V, y que tiene un valor límite inicial VR menor que 100V para un amplio rango de voltaje de entrada esperado.

Elegir el VR correcto puede ser una ganga entre el nivel de tensión de voltaje sobre el rectificador secundario y las especificaciones del mosfet del lado primario.

Si se selecciona VR muy alto a través de una relación de giro aumentada, daría lugar a un VDSmax mayor, pero a un nivel más bajo de tensión de voltaje en el diodo del lado secundario.

Y si se selecciona VR demasiado pequeño a través de una relación de giro más pequeña, el VDSmax sería más pequeño, pero daría como resultado un aumento en el nivel de tensión en el diodo secundario.

Un VDSmax del lado primario más grande aseguraría no solo un nivel de tensión más bajo en el diodo del lado secundario y una reducción de la corriente primaria, sino que también permitiría implementar un diseño rentable.

Flyback con modo DCM

Cómo calcular Dmax según Vreflected y Vinmin

Se puede esperar un ciclo de trabajo máximo en instancias de VDCmin. Para esta situación, podemos diseñar el transformador a lo largo de los umbrales de DCM y CCM. En este caso, el ciclo de trabajo podría presentarse como:

Paso 4:

Cómo calcular la corriente de inductancia primaria

En este paso calcularemos la inductancia primaria y la corriente pico primaria.

Las siguientes fórmulas se pueden utilizar para identificar la corriente pico primaria:

Una vez que se logre lo anterior, podemos continuar y calcular la inductancia primaria utilizando la siguiente fórmula, dentro de los límites del ciclo de trabajo máximo.

Se debe tener cuidado con el flyback, no debe entrar en el modo CCM debido a cualquier forma de condiciones de carga excesiva, y para esta especificación de potencia máxima se debe considerar al calcular Poutmax en la Ecuación # 5. La condición mencionada también puede ocurrir en caso de que la inductancia aumente por encima del valor Lprimax, así que tome nota de estos.

Paso 5 :

Cómo seleccionar el grado y el tamaño óptimos del núcleo:

Puede parecer bastante intimidante al seleccionar la especificación y estructura de núcleo correctas si está diseñando un flyback por primera vez. Dado que esto puede involucrar un número significativo de factores y variables a considerar. Algunos de estos que pueden ser cruciales son la geometría del núcleo (por ejemplo, núcleo EE / núcleo RM / núcleo PQ, etc.), la dimensión del núcleo (por ejemplo, EE19, RM8 PQ20, etc.) y el material del núcleo (por ejemplo, 3C96. TP4, 3F3 etc).

Si no tiene idea de cómo proceder con las especificaciones anteriores, una forma efectiva de contrarrestar este problema podría ser remitir a un guía de selección de núcleos estándar por el fabricante del núcleo, o también puede llevar la ayuda a la siguiente tabla que le brinda aproximadamente las dimensiones estándar del núcleo al diseñar un flyback de DCM de 65 kHz, con referencia a la potencia de salida.

Una vez que haya terminado con la selección del tamaño del núcleo, es hora de seleccionar la bobina correcta, que podría adquirirse según la hoja de datos del núcleo. Las propiedades adicionales de la bobina, como el número de pines, el montaje en PCB o SMD, el posicionamiento horizontal o vertical, también deben considerarse como el diseño preferido.

El material del núcleo también es crucial y debe seleccionarse en función de la frecuencia, la densidad de flujo magnético y las pérdidas del núcleo.

Para empezar, puede probar variantes con el nombre 3F3, 3C96 o TP4A, recuerde que los nombres de los materiales de núcleo disponibles pueden ser diferentes para tipos idénticos según el fabricante en particular.

Cómo calcular las vueltas o el bobinado primarios mínimos

Donde el término Bmax significa la densidad de flujo máxima operativa, Lpri le informa sobre la inductancia primaria, Ipri se convierte en el pico de corriente principal, mientras que Ae identifica el área de la sección transversal del tipo de núcleo seleccionado.

Debe recordarse que nunca se debe permitir que la Bmax exceda la densidad de flujo de saturación (Bsat) como se especifica en la hoja de datos del material del núcleo. Puede encontrar ligeras variaciones en Bsat para núcleos de ferrita según las especificaciones, como el tipo de material y la temperatura, sin embargo, la mayoría de estos tendrán un valor cercano a 400 mT.

Si no encuentra datos de referencia detallados, puede optar por una Bmax de 300mT. Aunque seleccionar un Bmax más alto puede ayudar a tener un número reducido de vueltas primarias y una conducción más baja, la pérdida del núcleo puede aumentar significativamente. Intente optimizar entre los valores de estos parámetros, de modo que la pérdida de núcleo y la pérdida de cobre se mantengan dentro de límites aceptables.

Paso 6:

Cómo calcular el número de vueltas para la salida secundaria principal (Ns) y las salidas auxiliares varias (Naux)

Con el fin de determinar los giros secundarios primero debemos encontrar la relación de giro (n), que se puede calcular usando la siguiente fórmula:

Donde Np son las vueltas primarias y Ns es el número secundario de vueltas, Vout significa el voltaje de salida y VD nos dice con respecto a la caída de voltaje en el diodo secundario.

Para calcular los giros de las salidas auxiliares para un valor Vcc deseado, se puede utilizar la siguiente fórmula:

Un devanado auxiliar se vuelve crucial en todos los convertidores flyback para suministrar el suministro de arranque inicial al circuito integrado de control. Este VCC de suministro se utiliza normalmente para alimentar el IC de conmutación en el lado primario y podría fijarse según el valor dado en la hoja de datos del IC. Si el cálculo da un valor no entero, simplemente redondee usando el valor entero superior justo encima de este número no entero.

Cómo calcular el tamaño del cable para el devanado de salida seleccionado

Para calcular correctamente los tamaños de cable para varios devanados, primero debemos averiguar la especificación de corriente RMS para el devanado individual.

Se puede hacer con las siguientes fórmulas:

Como punto de partida, se podría utilizar una densidad de corriente de 150 a 400 mil circulares por amperio para determinar el calibre del cable. La siguiente tabla muestra la referencia para seleccionar el calibre de cable apropiado usando 200M / A, según el valor de corriente RMS. También muestra el diámetro del cable y el aislamiento básico para un calibre variado de cables de cobre súper esmaltados.

Paso 8:

Considerando la construcción del transformador y el diseño del devanado Iteración

Una vez que haya terminado de determinar los parámetros del transformador discutidos anteriormente, es crucial evaluar cómo ajustar la dimensión del cable y el número de vueltas dentro del tamaño calculado del núcleo del transformador y la bobina especificada. Para hacerlo bien de manera óptima, es posible que se requieran varias iteraciones o experimentación para optimizar la especificación del núcleo con referencia al calibre del cable y el número de vueltas.

La siguiente figura indica el área de bobinado para un determinado Núcleo EE . Con referencia al espesor de alambre calculado y el número de vueltas para el devanado individual, puede ser posible estimar aproximadamente si el devanado se ajustará al área de devanado disponible (wyh) o no. Si el devanado no se adapta, entonces uno de los parámetros fuera del número de vueltas, el calibre del cable o el tamaño del núcleo, o más de 1 parámetro, puede requerir un ajuste fino hasta que el devanado encaje de manera óptima.

El diseño del devanado es crucial, ya que el rendimiento de trabajo y la confiabilidad del transformador dependen significativamente de él. Se recomienda emplear un diseño o estructura de sándwich para el devanado con el fin de restringir las fugas de inductancia, como se indica en la Fig5.

Además, para satisfacer y cumplir las normas de seguridad internacionales, el diseño debe tener un rango de aislamiento suficiente en las capas primaria y secundaria del devanado. Esto se puede asegurar empleando una estructura de margen enrollado, o usando un cable secundario que tenga una clasificación de cable con triple aislamiento, como se muestra en la siguiente figura respectiva.

Emplear cable con triple aislamiento para el devanado secundario se convierte en la opción más fácil para afirmar rápidamente las leyes de seguridad internacionales relativas a los diseños SMPS de retorno. Sin embargo, tales alambres reforzados pueden tener un grosor un poco más alto en comparación con la variante normal, lo que obliga al devanado a ocupar más espacio, y puede requerir un esfuerzo adicional para acomodarlo dentro de la bobina seleccionada.

Paso 9

Cómo diseñar el circuito de la abrazadera principal

En la secuencia de conmutación, para los períodos de APAGADO del mosfet, se somete un pico de alto voltaje en forma de inductancia de fuga a través del drenaje / fuente del mosfet, lo que podría resultar en una falla por avalancha, dañando finalmente el mosfet.

Para contrarrestar esto, generalmente se configura un circuito de sujeción a través del devanado primario, que limita instantáneamente el pico generado a un valor más bajo seguro.

Encontrará un par de diseños de circuitos de sujeción que pueden incorporarse para este propósito, como se muestra en la siguiente figura.

Estos son, a saber, la abrazadera RCD y la abrazadera de diodo / Zener, donde esta última es mucho más fácil de configurar e implementar que la primera opción. En este circuito de abrazadera utilizamos una combinación de un diodo rectificador y un diodo Zener de alto voltaje, como un TVS (supresor de voltaje transitorio) para sujetar el pico de sobretensión.

La función del diodo Zener es recortar o limitar eficientemente el pico de voltaje hasta que el voltaje de fuga se desvíe completamente a través del diodo Zener. La ventaja de una abrazadera Zener de diodo es que el circuito se activa y abrazadera solo cuando el valor combinado de VR y Vspike excede la especificación de ruptura del diodo Zener y, a la inversa, siempre que la punta esté por debajo de la ruptura Zener o un nivel seguro, Es posible que la pinza no se dispare en absoluto, lo que no permite ninguna disipación de energía innecesaria.

Cómo seleccionar el diodo de sujeción / clasificación Zener

Siempre debe ser el doble del valor de la tensión reflejada VR, o la tensión de pico supuesta.
El diodo rectificador debe ser de recuperación ultrarrápida o un diodo tipo Schottky con una clasificación superior a la tensión máxima del enlace de CC.

La opción alternativa del tipo de sujeción RCD tiene la desventaja de ralentizar el dv / dt del MOSFET. Aquí, el parámetro de resistencia de la resistencia se vuelve crucial al limitar el pico de voltaje. Si se selecciona una abrazadera R de bajo valor, mejoraría la protección contra picos pero podría aumentar la disipación y el desperdicio de energía. Por el contrario, si se selecciona un Rclamp de mayor valor, eso ayudaría a minimizar la disipación, pero podría no ser tan efectivo en suprimiendo los picos .

Refiriéndose a la figura anterior, para garantizar VR = Vspike, se podría usar la siguiente fórmula

Donde Lleak significa la inductancia del transformador, y se puede encontrar haciendo un cortocircuito en el devanado secundario, o alternativamente, se puede incorporar una regla general aplicando del 2 al 4% del valor de la inductancia primaria.

En este caso, la abrazadera del condensador debe ser sustancialmente grande para inhibir un aumento de voltaje durante el período de absorción de la energía de fuga.

El valor de Cclamp puede seleccionarse entre 100pF y 4.7nF, la energía almacenada dentro de este capacitor será descargada y refrescada por Rclamp rápidamente durante el ciclo de conmutación de cada.

Paso 10

Cómo seleccionar el diodo rectificador de salida

Esto se puede calcular usando la fórmula que se muestra arriba.

Asegúrese de seleccionar las especificaciones de modo que el voltaje inverso máximo o el VRRM del diodo no sea inferior al 30% del diodo VRV, y también asegúrese de que el IF o la especificación de corriente directa de avalancha sea como mínimo un 50% mayor que el IsecRMS. Preferiblemente, opte por un diodo Schottky para minimizar las pérdidas de conducción.

Con un circuito DCM, la corriente pico de retorno puede ser alta, por lo tanto, intente seleccionar un diodo que tenga un voltaje directo más bajo y especificaciones de corriente relativamente más altas, con respecto al nivel de eficiencia deseado.

Paso 11

Cómo seleccionar el valor del condensador de salida

Seleccionar un condensador de salida calculado correctamente mientras que el diseño de un flyback puede ser extremadamente crucial, porque en una topología de flyback, la energía inductiva almacenada no está disponible entre el diodo y el capacitor, lo que implica que el valor del capacitor debe calcularse considerando 3 criterios importantes:

1) capacitancia
2) ESR
3) corriente RMS

El valor mínimo posible se puede identificar en función de la función del voltaje de ondulación de salida pico a pico máximo aceptable, y se puede identificar mediante la siguiente fórmula:

Donde Ncp significa el número de pulsos de reloj lateral primario requeridos por la retroalimentación de control para controlar el servicio desde los valores máximos y mínimos especificados. Normalmente, esto puede requerir alrededor de 10 a 20 ciclos de conmutación.
Iout se refiere a la corriente de salida máxima (Iout = Poutmax / Vout).

Para identificar el valor RMS máximo para el capacitor de salida, use la siguiente fórmula:

Para una frecuencia de conmutación alta especificada del flyback, la corriente de pico máxima desde el lado secundario del transformador generará un voltaje de ondulación correspondientemente alto, impuesto a través de la ESR equivalente del capacitor de salida. Teniendo esto en cuenta, se debe asegurar que la clasificación ESRmax del capacitor no exceda la capacidad de corriente de ondulación aceptable especificada del capacitor.

El diseño final puede incluir fundamentalmente la tensión nominal deseada y la capacidad de corriente de ondulación del condensador, en función de la relación real de la tensión de salida seleccionada y la corriente del flyback.

Asegúrese de que el Valor de ESR se determina a partir de la hoja de datos en función de la frecuencia superior a 1 kHz, que normalmente se supone que está entre 10 kHz y 100 kHz.

Sería interesante notar que un condensador solitario con una baja especificación de ESR puede ser suficiente para controlar la ondulación de salida. Puede intentar incluir un filtro LC pequeño para corrientes pico más altas, especialmente si el flyback está diseñado para funcionar con un modo DCM, lo que podría garantizar un control de voltaje de ondulación razonablemente bueno en la salida.

Paso 12

Otras consideraciones importantes:

A) Cómo seleccionar el voltaje y la corriente nominal para el rectificador de puente del lado primario.

Se puede hacer mediante la ecuación anterior.

En esta fórmula PF significa factor de potencia de la fuente de alimentación, podemos aplicar 0.5 en caso de que una referencia adecuada quede fuera de alcance. Para el puente rectificador, seleccione los diodos o el módulo que tenga un amperaje directo 2 veces mayor que el IACRMS. Para la clasificación de voltaje, se puede seleccionar a 600 V para una especificación de entrada de CA de 400 V como máximo.

B) Cómo seleccionar la resistencia de detección de corriente (Rsense):

Puede calcularse con la siguiente ecuación. La resistencia sensora Rsense se incorpora para interpretar la potencia máxima a la salida del flyback. El valor de Vcsth se puede determinar consultando la hoja de datos del controlador IC, Ip (max) significa la corriente primaria.

C) Seleccionar el VCC del condensador:

Un óptimo valor de capacitancia es crucial para que el capacitor de entrada genere un período de arranque adecuado. Por lo general, cualquier valor entre 22 uF y 47 uF funciona bien. Sin embargo, si se selecciona mucho más bajo, podría desencadenar un 'bloqueo por bajo voltaje' en el controlador IC, antes de que el convertidor pueda desarrollar Vcc. Por el contrario, un valor de capacitancia mayor podría provocar un retraso indeseable del tiempo de arranque del convertidor.

Además, asegúrese de que este condensador sea de la mejor calidad, con muy buenas especificaciones de ESR y corriente de ondulación, a la par con la salida especificaciones del condensador . Se recomienda encarecidamente conectar otro condensador de valor menor en el orden de 100 nF, paralelo al condensador mencionado anteriormente y lo más cerca posible de los pines Vcc / tierra del controlador IC.

D) Configuración del bucle de retroalimentación:

La compensación del bucle de retroalimentación se vuelve importante para detener la generación de oscilación. La configuración de la compensación de bucle puede ser más sencilla para el flyback en modo DCM que para un CCM, debido a la ausencia de un 'semiplano derecho cero' en la etapa de potencia y, por lo tanto, no se requiere compensación.

Como se indica en la figura anterior, un RC sencillo (Rcomp, Ccomp) se convierte en su mayoría en lo suficiente para mantener una buena estabilidad en todo el bucle. En general, el valor de Rcomp puede seleccionarse entre 1K y 20K, mientras que Ccomp podría estar dentro del rango de 100nF y 470pF.

Con esto concluye nuestra detallada discusión sobre cómo diseñar y calcular un convertidor flyback, si tiene alguna sugerencia o pregunta, puede presentarla en el siguiente cuadro de comentarios, sus preguntas serán respondidas lo antes posible.

Cortesía: Infineon